beschrieben wird hier ein kopfhörerverstärker basierend auf dem TPA6120A2 der firma Texas Instruments. er ist sehr vergleichbar mit dem THS6012. der khv soll sennheiser hd600 bzw. hd650 treiben. beide verstärker basieren auf dem gleichen design, allerdings fehlen dem TPA6120A2 die schutzschaltungen. (ausgangsstrombegrenzung, eingangsschutz, thermische abschaltung) speziell der kurzschlussschutz ist etwas kritisch, denn mit laufender musik den klinkenstecker zu ziehen erzeugt zwei kurzschlüsse ihn der buchse.. ein späterer aufbau mit nem THS6012 wird zeigen ob die hier verwendeten bauteilwerte auch genutzt werden können.. :::::::::: die beschreibung erhebt bei weitem nicht den anspruch auf vollständigkeit und ist im grunde nur ein grober abriss :::::::::: >>>>>>>>>> letzte änderung <<<<<<<<<< >>>>>>>>>> 18:20 14.11.2007 <<<<<<<<<< ===== Rs + Cs ===== Rs und Cs bilden einen tiefpassfilter am eingang des verstärkers. der -3dB punkt berechnet sich nach: F = 1 : (2 · pi · R · C) oder näherungsweise fg[Hz] = 160000 : (R[kOhm] x C[nF]) für unseren fall also: F = 1 : (2 · 3,141 · 200 · 0,0000000001) F = 7,96 Mhz Rs lässt den ausgang der vorhergehenden stufe/quelle (z.b. dac) den Cs "nicht sehen" (plus die sehr kleine eingangskapazität des nichtinvertierenden eingangs) zu groß sollte Rs er nicht sein, das erzeugt zuviel rauschen, zu klein zu wenig entkopplung der vorstufe (z.b. dac) Rs ist ideal zwischen 100 bis 250 ohm ansonsten 70 ohm bis 300 ohm sind auch noch ok. (THS6012 seite 21,figure 42) Cs sollte von guter qualität sein (hohe frequenz) und geometrisch dicht am eingang liegen. ich verwende nen wima fkp02, der nen rastermaß von 2,5 hat. die zielfrequenz hab ich mit 8mhz bewusst gewählt, weil: - der verstärker ja grundsätzlich erstmal schön breitbandig sein soll, um auch ne anständige impulswiedergabe zu erhalten - man es aber auch nicht übertreiben sollte, denn der chip kann weit mehr und das ist nicht mehr sauber bzw. sehr aufwendig beherrschbar... ohne spezielle sorgfalt.. - man von vorgehenden (dac)stufen oft 12mhz restkomponenten im signal hat, die werden also schon nichtmehr gut weiterverstärkt. gewählt hab ich nach einiger suche die 200 ohm + 100 pf weil ich hier die beste impulswiedergabe hab. mehr oder weniger bewusst erzeugte überschwinger des rechteckgenerators im eingang filtert mir diese kombi am saubersten aus. größerer c macht größere überschwinger, aber insgesamt steile flanken, größerer r kleinere überschwinger, aber runde flanken. Rs + Cs sind also quasi empirisch unter zuhilfename des oszi's zu (er)mitteln. Rs sollte von hoher qualität sein, da er direkt im signalweg liegt. mindestens metallfilm, besser audioqualitäten (MIL) wählen. ===== R1 ===== ... ist der eingangswiderstand des verstärkers. er sollte nicht zu klein sein, um die vorhergehende stufe nicht zu sehr zu belasten. aber auch nicht zu groß, da dann die offsetgeschichte immer schlechter funzt bei sich änderndem vorgeschaltetem lautstärkepoti. wird ein lautstärkepoti vorgeschaltet sollte es ein 10-kohm-typ sein, ob logarithmisch oder linear ist dann vom persönlichen geschmack abhängig. ich mag lieber lineare.. über 10 kohm sollte das poti aber generell nicht (nie) haben, da hochohmige geschichten auch immer allelei müll einsammeln, denn lange kabel am eingang (und ausgang) sind wahre antennen. unnötigerweise wird auch erhöhtes rauschen erzeugt. bei vorhandensein eines lautstärkepotis (bitte nur 10 kohm) kann dieses den widerstand R1 ersetzen... ich habe hier, für versionen ohne lautstärkepoti R1 = 13 kohm gewählt. speziell für den anwendugsfall soundkarte. der reale wert des R1 ist in der schaltung noch etwas geringer, da die eingangsimpedanz des TPA6120A2 mit 300 kohm dem R1 parallel liegt. 13 kohm ist ein recht goldener mittelweg, der wie gesagt vorhergehende stufen nicht zu hoch belastet. z.b. uda1321ps oder auch pcm2704 haben gute werte bei über 5 kohm last. weiterhin brauchen die allermeisten soundkarten koppel-kondensatoren am ausgang, da die referenzspannung meist die halbe betriebsspannung ist (1,65v bzw. 2,5v) die größe des koppel-konensators berechnet sich nach C >= 1 : (4 x pi x R1) C >= 0,000006121 F C sollte größer sein als 6,1 µF also ist 6,8 µF unser wert, der auch beschaffbar ist. 6,8 µF von hochwertiger qualität haben noch nicht abartige ausmaße, und sind auch noch mit ca. 15 euro/stk. recht bezahlbar.. (z.b. intertechnik audyn kp-sn 6,8 µF, audyn mkp-plus, bzw. mundorf etc..) die untere grenzfrequenz errechnet sich zu: f = 1 : ( 2 x pi x R1 x C) oder näherungsweise fg[Hz] = 160000 : (R[kOhm] x C[nF]) f = 1,8 Hz das ist recht tief, bietet aber den vorteil, das bis in den unteren hörbaren bereich die phasendrehung noch vernachlässigbar ist. ===== offset justage ===== gebildet wird die offsetjustage durch ferritperle + R2 + Led1 + C2-3 + ferritperl + C3-8 + P1 der nutzen besteht darin, die am ausgang vorhandene offsetspannung zu kompensieren. durch die schaltung wird eine kleine nagative spannung am p1 erzeugt, ~ -1,8 volt. an p1 mit 500 kohm 15gang präzisionstrimmer wird solange gedreht bis am ausgang (pin2/pin19) ca. +/- 0 mv anliegen. (10 minuten wamlaufzeit abwarten) die ferritperle filtert hochfrequente komponenten aus. die ferritperle ist nicht zwingend notwendig, aber man sollte bedenken das hier direkt auf den eingang eingekoppelt wird. fanatiker können auch hier pi-filter bilden, denn R2 ist relativ unkritisch. LED1 mit R2 bilden ne stabilisierte spannung von ca. -1,8 v. für LED1 kann auch ne z-diode verwendet werden oder mehrere siliziumdioden in reihe... über der(den) dioden sollte rund 1,8v abfallen. ich hab hier noch ca. 30 jahre alte leuchtdioden , die noch nen herrlich scharfen kennlinienknick haben, besser als viele z-dioden. daher hab ich sie gewählt. ich hab ne grüne led verwendet. heutige led liegen mit ihren flussspannungen etwas höher, da andere lumineszenzen verwendet werden. aktuelle rote led sollten ca. 1,8v flussspannung haben. kann man dann auch als betriebsanzeige nutzen, sollte sie aber geometrisch nicht zu weit von der schaltung entfernen. C2-3 und C3-8 glätten und puffern die abfallenden -1,8v und sollten nicht zu klein sein.. auch ein kleiner esr etc.. ist wichtig. die einkoppelung hab ich am nichtinvertierenden eingang gewählt, da hier eine nur sehr geringe beeinflussung des offset bei änderung von R1 besteht. wird z.b. vor den eingang ein lautstärkepoti gesetzt (der dann R1 bildet), und betätigt, ändert sich die offsetspannung nur sehr gering, um rund 3,5 mV über den gesamten drehbereich. befindet die offsetjustage (mit anderen werten) am invertierenden eingang, ändert sich mit dreh am lautstärkepoti die offsetspannung bis in 3 stellige millivolt-bereiche. ganz generell finde ich die oft in internet-foren als "ok" angegebenen offsetspannungen als zu hoch. hier werden 20 bis zu 100 mV genannt. versuche meinerseits haben jedoch ergeben, das z.b. mit dem hd600 bereits signale von 3 mV p-p bis 5 mV p-p hörbar werden. (sinus-signal bei ca. 1 khz bis 5 khz) das heißt, das hier bereits eine nennenswerte/hörbare auslenkung der membran erfolgt. offsetspannungen am ausgang des khv bringen die mambran in zunehmende unsymmetrie des magnetfeldes. erfolgt nun ein musiksignal, ist die auslenkung in beide richtungen nicht mehr symmetrisch. mit steigender offsetspannung nimmt das problem zu. die höhe der offsetspannung sollte daher immer unter der "hörschwelle/empfindlichkeit" liegen. ===== Rf + Ri ===== stellen beide zusammen die verstärkung ein. zuerst wird Rf festgelegt. das TPA6120A2-datenblatt sieht 1 bis 2 kiloohm vor (seite 14). ich habe 1,5 kohm gewählt, da dieser wert einen goldenen mittelweg aller auf seite14 (TPA6120A2 datenblatt) beschriebenen vor- und nachteile hat. - relativ hochohmige last (300 ohm) - kapazitive last (angeschlossene kh-kabel.. pro meter sind 100pf keine seltenheit) - gewisse bandbreitenbegrenzung, stabilitätsgewinn - niedrigere Vcc, 12 V statt 15 V - vom ausgang eingefangene störungen werden durch 1,5 kohm Rf geringer auf den invertierenden eingang (rück)gekoppelt (statt empfohlener 1 kohm) - etc... nun wird die verstärkung mit Ri eingestellt. tests mit meinem hd600 zeigten das 6v p-p schon ganz ordentlich reinhauen. die "leiseste" quelle die ich hab ist mein mp3 player (archos xs202 seit letzter firmware) bzw. der usb-dac UDA1321PS. beide machen bei 0dB knapp 0,85 Vp-p . der normpegel von cinch ist auch 0,707v (~1v p-p) diesen wert nahm ich also um die verstärkung festzulegen. die verstärkung sollte allgemein nicht höher als nötig sein, um nicht unerwünschten müll und eingafangene störungen unnötig mit zu verstärken. ich wählte also Ri 330 ohm. die verstärkung berechnet sich zu Rf : Ri also G = 4,54 ; 13,15 dB damit erhalte ich auch bei leisen musikstücken auf den leisen quellen ausreichend gute lautstärken. ganz nebenbei läuft der TPA6120A2 mit der verstärkung von rund G = 4,5 in seinem "optimalen" bereich. ===== Ro-ferritperle ===== Achtung !!!: nicht verwechseln mit den ferritperlen ohne Ro !!! die Ro-ferritperle liegt im signalweg. sie hat die aufgabe (und eigenschaft) mit zunehmender frequenz die impedanz zu erhöhen. im TPA6120A2-datenblatt sind mindestens 10 ohm angegeben, um ein schwingen bei höheren frequenzen zu unterbinden. --- und das schwingen macht er auch !!! je nach kapazität zwischen 40 mhz und 60 mhz. kapazitive last wird hauptsächlich von kabeln gebildet und kann bei längeren kabeln so einige hundert picofarad erreichen. (z.b. 3 meter kabel des hd600 ~ 350 pF) in versuchen hat sich aber gezeigt, das 10 ohm zu wenig sind um alle fälle kapazitiver last ausreichend vom verstärkerausgang zu isolieren. der minimale wert liegt bei rund 13 ohm, 15 ohm sind also ok. getestet hab ichs mit kapazitäten 200pf, 400pf, 1nf, 4,7nf, bis zu 1 µf hin. speziell die kleineren werte sind kritisch, also die typisch auftretenden (kabel)kapazitäten. mit den 15 ohm war die sache dann kugelsicher und es konnte kein schwingen mehr erzeugt werden. allerdings sind 15 ohm am verstärkerausgang nicht sonderlich niederohmig um nen anständigen dämpfungsfaktor zu stande zu bringen. Df = Ro : Rv ; bei 15 ohm (Rv) und 300 ohm (Ra) für nen hd600 ergibt sich lediglich nen Df von 20... das ist ziemlich mies ! ein weiterer nachteil der widerstandslösung ist, das in verbindung mit der kabekapazität die phase gedreht wird, auch mies... also muss ne andere lösung her, die bei niedrigen (audio)frequenzen einen niedrigen widerstand in den pfad stellt, und zu hohen frequenzen hin die kapazitive last sauber entkoppelt. so suchte ich ne passende Ro-ferritperle im fair-rite katalog, die, unter anderem, mit etwas headroom nen ausreichend hohen widerstand aufwies ich fand diese (auch beschaffbare) aus dem "43er" werkstoff. Fair-Rite 2643000101 @ 10 mhz = 17 ohm @ 25 mhz = 26 ohm @ 100 mhz = 40 0hm @ 250 mhz = 56 ohm am multimeter gemessen (1khz) ~ 0,3 µH. vorteil dieser Ro-ferritperle ist, das sie, bei gleichstrom und audiofrequenzen, quasi keinerlei ohmschen widerstand/impedanz in den signalweg stellt. dadurch ergibt sich ein prima dämfungsfaktor von über 10000 bei ner "closed-loop" ausgangsimpedanz von ca. 0,02 ohm (kurzes stück draht mit übergeschobener Ro-ferritperle im bereich der audiofrequenzen und Rf=1,5 kohm) (siehe auch THS6012 "figure 10") zu beachten ist, das die Ro-ferritperle teils aus metallischem pulver(n) besteht und elektrisch nicht isolierend ist. daher sollte der durchlaufende draht möglichst eine isolation haben um dem strom nicht "außenherum" einen pfad zu geben. für freunde des antimagnetismus im signalweg gibts natürlich auch ne durchgetestete lösung. epcos B82422A3181K100 (smd-spule mit 0,18 µH) ; ist komplett unmagnetisch am magnet, hat allerdings nur ne belastbarkeit von 360mA, was aber hier im konkreten fall ausreichen sollte. jedoch hat diese spule nen ohmschen widerstand von 0,38 ohm, was zwar auch nicht wirklich viel ist, aber im vergleich zu den ca. 0,001 ohm der wenigen mm drahts durch die Ro-ferritperle schon ne menge unterschied, was sich auch im deutlich verminderten dämpfungsfaktor niederschlägt, hier jetzt rund 800. weiterhin hat die zu hohen frequenzen ansteigende impedanz (deutlich über 15 ohm) der Ro-ferritperle den vorteil, durchs kopfhörerkabel als antenne eingefangene störungen rückwärtig stärker zu bedämpfen als ein simpler 15 ohm widerstand. denn über kh-kabel ---->15ohm bzw. Ro-ferritperle ----> Rf werden eingefangene störungen in den invertierenden eingang gekoppelt. daher sollte die Ro-ferritperle (oder Ro) so dicht am ausgang angeordnet werden wie möglich (schaltkreisnah) aber die lösung mit der induktivität hat allerdings auch einen nachteil. die im TPA6120A2 datenblatt mit minimal 8 ohm bezifferte ausgangslast wird mit der ferritperlen-variante (bzw. epcos-lösung) bei einem kurzschluss am ausgang bei weitem unterschritten. beim simplen ziehen des klinkensteckers aus der buchse ist das bereits der fall. da der TPA6120A2 keine schutzschaltungen dagegen besitzt ist hier sorgsamer umgang angemahnt. ----- DEN KLINKENSTECKER ALSO NIE BEI BETRIEBSBEREITEM KHV ZIEHEN !!! ----- ..denn die regelschleife ist verdammt schnell, das netzteil sehr impulsstark... da sind die max. 800mA ausgangsstrom binnen 100 nanosekunden zusammen und die ausgangsstufe ist heftig überlastet. daher müsste man den stecker schon mit mach 8 aus der buchse ziehen um... also vorsicht !!! lösung des problems: statt des TPA6120A2 den THS6012 einsetzten, der hat einen kurzschlusschutz.. ===== ferritperle ===== Achtung: nicht verwechseln mit der Ro-ferritperle. diese ferritperle hier hat die aufgabe störsignale der betriebsspannung zu filtern und zu entkoppeln. hier gabs eigentlich nur zwei wichtige kriterien: hohe dämpfung und "relativ" niedrigen frequenzbereich , sprich viel material des "73er"werkstoff. gesucht und gefunden...: Fair-Rite 2673000701 typische impedanz: @ 1 mhz = 34,5 ohm @ 5 mhz = 81,5 ohm @ 10 mhz = 120 ohm @ 25 mhz = 125 ohm am multimeter gemessen (1khz) ~ 7 µH zur speisung der 24v habe ich ein schaltnetzteil (astec SA35-3159 ca. 60 euro). dieses ist für ein schaltnetzteil schon recht anständig sauber, siehe obiger graph. doch das geht besser... durch hinzufügen eines pi-filters. die nadeln im oberen graph aufgezoomt auf time/div 0,1µs zeigt ne "frequenz" von rund 10 bis 20 mhz, was die ferritperle perfekt mit ihrem impedanzmaximum trifft. der einfache pi-filter dämpft hier also praktisch auf rund 25 % (rund 15dB), nen doppel-pi-filter würde sicher auch noch die klitzekleinen 0,4er nadelrestchen weiter verkleinern... einstellungen für beide graphen time/div 10 µS ; V/div 1 mV zu beachten ist, das auch diese ferritperle teils aus metallischem pulver(n) besteht und elektrisch nicht isolierend ist. daher sollte der durchlaufende draht möglichst eine isolation haben um dem strom nicht "außenherum" einen pfad zu geben. - oberer graph: ~ 0,8 mV mit spitzen zu ~2 mV (gut zu erkennen die schaltfrequenz von ca. 115khz) - unterer graph: ~ 0,2 mV mit kaum sichtbaren nadelrestchen zu 0,4 mV die aber fast im rauschgrund versinken. ===== testlast ===== als testlast hab ich mir ne parallelschaltung von 300 ohm und 220 pf gebastelt, welche des kopfhörers "ohmsche" last und des kabels kapazitive last recht gut nachbildet. die im internet oft als testlast zu findenden reinen widerstände sind doch recht realitätsfern, denn selbst ein hd600 original anschlusskabel hat ne kabelkapazität von ~ 420pf, ein anderes ersatzkabel vom hd5?? ~ 330nf bei je rund 3 metern länge. also nieder mit dem selbstbetrug und ran mit der parallelkapazität... ;-) ===== netzteil + R-sym ===== zum eingangspi-filter ist eigentlich schon bei der ferritperle alles gesagt worden. der "railsplitter" tle2426C hat nen to92 gehäuse, halbiert die betriebsspannung und bildet den ground (bzw. zentriert den ground mittig der betriebsspannung). die maximale last die er stemmen kann sind (erprobte) rund 35mA. wirds mehr, gerät ground außer mitte/hälfte der betriebsspannung. die ströme im ruhebetrieb sind nicht symmetrisch, bedingt durch die offsetjustierung und auch die etwas unsysmmetrische ruhestromaufname des TPA6120A2. daher hab ich den r-sym ermittelt und hinzugefügt. mit ihm wird der tle2426 im ruhebtrieb quasi völlig von den unsymmetrieen entlastet und kann sich besser der eigentlichen arbeit hingeben. die prozedur der ermittlung des richtigen wertes ist allerdings etwas kniffelig. zuerst muss man ein niederohmige last am ausgang des khv anklemmen, ca. 150 ohm. dazu ein sehr niederfrequentes signal, z.b. 20hz am eingang einspeisen. (kräftigere, schnelle/kurze impulse wwerden durch die großen elkos gut aufgefangen, daher die niedrigen 20 herz) dann muss man mit nem oszi im ac-modus und ein multimeter im dc-modus die positive und negative betriebsspannunghälften beobachten. mit langsam zu erhöhender aussteuerung wird eine der spannungshälften viel zeitiger mit durchschlagen der 20hz beginnen als die andere. (durchschlagen = sichtbarwerden der 20hz als ripple auf der betriebsspannung) nun muss man den r-sym hinzufügen. r-sym sollte nicht kleiner als 300 ohm werden, und kann z.b. auch über 1 kohm liegen. der richtige wert ist bei steigender aussteuerung ge(er)mittelt, wenn die 20 herz auf beiden betriebsspannungsseiten ca. gleich stark durchschlagen. hier ist die leistungsfähigkeit des tle2426 mit ca. 35 mA erreicht. mehr schafft er nicht und die spannung wird zunemend unysmmetrisch. das wird dann am multimeter sichtbar... sollte aber nicht so weit kommen. ... denn dann gehts sehr schnell mit der unsymmetrie und die 16v kondensatoren (C1-3, C1-4, C2-1, C2-2, ) sind arg gefärdet. speziell die tantal-typen C2-1 und C2-2 sind für (transiente) überspannungen sehr empfänglich, und verabschieden sich sofort mit knall und gestank, mir selbst passiert... daher hab ich noch die transildioden p6ke15a hinzugefügt die "kleine unfälle" (speziell in der erprobungsphase) begrenzen können. ...aber auch nur in begrenztem maße, da sie im falle eines falles alles in wärme umsetzen (müssen). ne sicherung, z.b. am plus-eingang des netzteiles (vorm pi-filter) kann größere katastrophen verhindern... C1-2 ist wichtig (wie auch alle anderen kondensatoren hier) weil die ausregelgeschwindigkeit des tle2426 recht hoch/schnell ist. so wäre die ferritperle davor ein zu hoher widerstand und der tle arbeitet nicht sauber. C1-3 und C1-4 kann man natürlich nach belieben erhöhen und müssen nicht wirklich dicht am verstärker sich befinden. allerdings sollten die an den verstärker gezeichneten kondensatoren auch so dicht wie möglich am chip verlötet sein. generell sollten alle kondensatoren möglichst anständige low-esr typen sein. C1-x = low-esr (bzw. bei beschaffbarkeit auch konduktiv-polymer-typen) C2-x = low-esr tantal C3-x = mlcc smd-bauformen 0805 ; mindestens x5r, besser x7r will man höhere lasten betreiben, mehr ausgangsstrom am ausgang des khv haben kann man natürlich auch ein klassisches symmetrisches netzteil basteln. es ist anstelle des separat gezeichneten einzusetzten. R-sym kann dann natürlich entfallen. ===== Links ===== TPA6120A2 http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tpa6120a2.pdf http://focus.ti.com/lit/ug/slou169/slou169.pdf THS6012 http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ths6012.pdf fair-rite Ro-ferritperle (2643000101) und ferritperle (2673000701) katalog pdf (8,5mb) http://www.fair-rite.com/newfair/pdf/15th_Edition_Fair-Rite_Catalog.pdf epcos B82422A3181K100 (unmagnetische alternative zu Ro-ferritperle) http://www.epcos.com/inf/30/db/emc_00/00990104.pdf offsetjustage http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/opa603.pdf http://www.national.com/an/OA/OA-07.pdf koppel-kondensator: http://www.tangentsoft.net/audio/input-cap.html http://www.humblehomemadehifi.com/Cap.html --- literatur --- zur praktischen verwendung von ferritperlen: http://www.linear.com/pc/downloadDocument.do?navId=H0,C1,C1154,C1009,C1146,P1329,D11877 http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ths3121.pdf figure 53 (seite 17) http://www.lehmannaudio.de/download/info/pdf_print/lehmannaudio_techletter_kopfhoererverstaerker.pdf